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简易12v高频加热电路图（一）
在本次所分享的高频感应加热电源驱动电路设计方案中，我们使用芯片IR2llO用于该种驱动半桥串联谐振逆变器的电路设计，如下图图1所示。从图1中我们可以看到，在该电路系统中，VD是自举二极管，采用恢复时间几十纳秒、耐压在500V以上的超快恢复二极管10Ia16。CH是自举电容，采用0.1μF的陶瓷圆片电容。CL是旁路电容，采用一个0.1μF的陶瓷圆片电容和1μF的钽电容并联DD、VCC分别是输入级逻辑电源和低端输出级电源，它们使用同一个+12V电源，而VB是高端输出级电源，它与VCC使用同一电源并通过自举技术来产生。在这里由于考虑到了在功率MOSFET漏极产生的浪涌电压会通过漏栅极之间的米勒电容耦合到栅极上击穿栅极氧化层，所以在T1、T2的栅源之问接上12V稳压管D1、D2以限制栅源电压，以此来保护功率M0SFET。
简易12v高频加热电路图（二）
负偏压与功率扩展电路
在了解了这种高频感应加热电源的半桥串联谐振逆变器设计图之后，接下来我们来看一下如何完成负偏压与功率扩展电路的设计工作。下图中，图2给出了具体的负偏压与功率扩展电路。虚线右边为功率扩展电路，采用两对P沟道和N沟道MOSFETQ1、Q3和Q2、Q4，组成推挽式输出结构。这是一个高输入阻抗的功率缓冲器，可以产生8A峰值输出电流，并且静态电流是可以忽略的。
在这一负偏压与功率扩展电路设计的运行过程中，当输入信号为高电平时，Q2的栅极也为高电平，从而Q2导通，这就使得Q3的栅极变为低电平，这样Q3就导通，则输出也为高电平;当输入信号为低电平时，Q1导通，这就使得Q4的栅极变为高电平，这样Q4就导通，则输出也为低电平。其中，Q1、Q2对Q3、Q4来说是一个低电流的驱动器，Q3、Q4是输出晶体管，它们的大小可以依据输出峰值电流的需要来进行选择。当输入信号改变状态时，R1限制在几纳秒时问内两晶体管同时导通时通过Q1、Q2的电流。当输入转变到一个新的状态时，驱动器晶体管迅速释放掉栅极的电荷，强制输出晶体管关断。与此同时，另一输出晶体管的栅极迅速被R1充电，由R1和输出晶体管的输入电容所构成的RC时间常数将会使导通延迟。
在上图图2中，我们可以看到，该系统的虚线左边设计是负偏压电路。在这一负偏压电路系统中，D1、C1和R2对Q2来说是一个电平转换器，C1、C3、D2和D3把输入信号转换成负的直流电压，从而形成负压偏置。下图图3给出了此电路具体的实验结果。其中，通道1是IR2110输出的驱动信号波形，通道2是该驱动信号经过负偏压与功率扩展电路后的输出波形。
简易12v高频加热电路图（三）
驱动信号占空比调节电路
在本文所设计的高频感应加热电源驱动电路系统中，这种基于IR2110芯片所设计的半桥串联谐振逆变器，主要采用M0SFET作为主开关器件，功率器件MOSFET在电路中的设计见图1中的T1、T2。在这种半桥串联谐振逆变器的控制电路中，我们主要采用锁相环电路来实现频率跟踪，但是，在这种电路系统中，锁相环MM74HC4046输出信号的占空比为50%，若将其直接加到IR2110输入端的话，那么输出驱动信号的占空比也是50%，将其加到主开关器件T2、T2的门极之后，驱动信号将会受到线路杂散电感、寄生电容以及该MOSFET输入阻抗、内部寄生电容等的影响，使得占空比超过50%，从而无法设置正确的死区，不能满足半桥串联谐振逆变器的正常驱动要求。
想要解决该电路系统中的占空比问题，我们可以使用一个相对而言比较简单的方法，那就是在驱动电路的前级加占空比调节（死区形成）电路。将加到IR2110输入端的驱动控制信号的的占空比变得小于50%，使得加到T1、T2门极驱动信号的占空比可灵活调节至略低于50%，从而可以产生满足实际应用需要的死区。具体的电路如下图图4所示。
通过图4所展示的占空比调节电路图中我们可以看到，在添加了调节电路后，这种高频感应加热电源的电路系统中，频率跟踪电路输出的占空比为50%的方波信号经两级74HC14整形后，分别送人上升沿触发的JK触发器74HC109和由RC组成的死区调节电路，两者的输出分别相与，就可以得到如图4所示的两组驱动控制信号，将它们分别送入IR2110的高、低输入端，就可以得到满足实际使用要求的驱动信号翻。
下图中，图5所显示的是经过这种占空比电路调节后的IR2110高、低端驱动信号。在具体的应用过程中，工程师可以根据实际占空比的需要，通过调节电位器而得到不同的死区信号，因而也就可以得到不同占空比的驱动信号，也就是可以得到不同死区的驱动信号。经过测试，此电路可以工作在50kHz~5MHz频率范围内，占空比可以在25%一50%之间调节，它可以满足绝大多数应用场合。
简易12v高频加热电路图（四）
下面介绍两种实用型的高频加热变频电源。图1给出了输出频率为200kHz、输出功率为1W的封口机用高频加热变频电源的主电路原理图。
220v的交流电经二极管和电容滤波后，得到直流电压，作为全桥逆变电路的直流侧输入电压。1GBT全桥逆变电路将直流变换成200kHz的交流电。将第四代IGBT用于软开关谐振式逆变电路中，其开关频率可达400kHz以上。变压器的作用是变压和使负载与加热线圈匹配。加热线圈采用多股漆包线绕制成圆形空心线圈。
图2为驱动及保护电路的原理图。图1中高频电流互感器TA对谐振电流进行采样，该采样电流信号经图2中的快恢复二极管V5~V8的全桥整流、电容C4的滤波、电阻Rl3和R15的分压，在过二极管V9加到SG3525A的引脚10（强制关断端）上，起到电流保护作用。电容器C4滤波后的电流信号，再经过电容C5的滤波、RP和R16的分压送至SG3525A的引脚l（误差放大器反相信号输入端），调节电位器RP，可调节输出功率和控制加热速度。SG3525A是PWM控制集成电路，输出电流大于200mA，输出脉冲电流可达土500mA，可以直接驱动IGBT。输出PWM脉冲信号频率最高可达500kHz。具有软启动功能。
图1 封口机用高频加热变频电源的主电路原理图
图2 驱动及保护电路的原理图
整机采用自然冷却，为了降低空载时的功耗，在系统中增加一个检测被加热件是否通过加热线圈的检测电路。当没有被加热件通过加热线圈时，继电器K的常闭触点闭合，SG3525A引脚16（基准电压端）输出的5V电压加到引脚10，PWM锁存器关断，主电路输出关断。当被加热件从加热线圈内通过时，检测电路输出信号将继电器K的常闭触点打开，SG3525A引脚16的5V电压不再加到引脚10，PWM锁存器去锁，系统处于加热状态。
图3给出了另外一种高频加热变频电源的实例。这是一种金属针布高频感应加热变频电源的原理图。图中的主电路是二极管整流串联谐振式1GBT逆变电路。该电路的主要特点是工作在软开关状态，其工作原理在本站的相关文章中有介绍。
图3 金属针布高频感应加热变频电源的原理图
简易12v高频加热电路图（五）
一台从日本带回来的100V电饭锅误插220V电压烧坏了，开盖见线路板上一个15A保险丝发黑烧断，一个ZNY101压敏电阻爆裂，一个C107电解电容爆顶，线路板二段铜箔烧断，把上述零件换新，铜箔连好，再测C107二端仍短路，按实物画出部分线路如下图。
从图中可以看出这是一个类似于电磁炉原理用高频加热锅具的电饭锅，市电经桥式整流器后由L101、C102滤波给加热线圈L102和C103组成的谐振回路以及开关管供电。RA1919是一块厚膜电路，市电由D101整流经R115、R116、C107滤波给厚膜电路内部开关电源供电，C108是开关电源低压输出滤波电容，C104、R106、R107是开关管D极电压取样电路，R102和R103是市电整流后的直流电压取样电阻，电压如果过低ZD101截止，Q1也截止，CPU得到电压过低信号停止工作。IC104和IC105是两个光耦双向可控硅（不能用普通光藕代替），控制两个辅助加热器，一个是上盖加热器，一个是保温加热器。D102、R101和光耦DC101组成交流电压过零检测电路，检测信号通过CN106排线送CPU、D是功率管和桥堆的散热风扇，由CPU控制其工作状态。TH101是功率管温度传感器。CN101是锅具超温保险熔断器，锅具超温时熔断，电路板失去电源停止工作，要换新才能继续工作。
C107两端短路说明厚膜电路内部开关电源烧坏短路。这次没有机会解剖一下厚膜电路，实际按工作原理分析可能烧坏的只是开关电源芯片，应该能够修复。
日本的市电电压是100V，在同样功率时电流要2.2倍于220V供电，所以保险丝要用15A。这是因为当过压时通过压敏电阻ZNY101的电流极大，这个电饭锅压敏电阻的规格偏小，瞬间峰值电流超过了压敏电阻的承受能力，实物中压敏电阻被烧爆裂了，后面的元件也被高电压烧坏了。
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