工程师不可不知的开关电源关键设计（三）

      牵涉到开关电源技术设计或分析成为电子工程师的心头之痛已是不争的事实，由于广大工程师网友对前两期的热烈反响，电子发烧友再接再厉推出《工程师不可不知的开关电源关键设计》系列三和工程师们一起分享，请各位继续关注后续章节。

　　一、开关电源中浪涌电流抑制模块的应用

　　1 上电浪涌电流

　　目前，考虑到体积，成本等因素，大多数AC/DC变换器输入整流滤波采用电容输入式滤波方式，电路原理如图1所示。由于电容器上电压不能跃变，在整流器上电之初，滤波电容电压几乎为零，等效为整流输出端短路。如在最不利的情况（上电时的电压瞬时值为电源电压峰值）上电，则会产生远高于整流器正常工作电流的输入浪涌电流，如图2所示。当滤波电容为470μF并且电源内阻较小时，第一个电流峰值将超过100A，为正常工作电流峰值的10倍。

　　

　　浪涌电流会造成电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，甚至会影响其他用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流器的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下而非过载熔断。为避免这类现象发生，而不得不选用更高额定电流的熔断器，但将出现过载时熔断器不能熔断，起不到保护整流器及用电电路的作用；过高的上电浪涌电流对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须对带有电容滤波的整流器输入浪涌电流加以限制。

　　2 上电浪涌电流的限制

　　限制上电浪涌电流最有效的方法是，在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一负温度系数热敏电阻（NTC），如图3所示。利用负温度系数热敏电阻在常温状态下具有较高阻值来限制上电浪涌电流，上电后由于NTC流过电流发热使其电阻值降低以减小NTC上的损耗。这种方法虽然简单，但存在的问题是限制上电浪涌电流性能受环境温度和NTC的初始温度影响，在环境温度较高或在上电时间间隔很短时，NTC起不到限制上电浪涌电流的作用，因此，这种限制上电浪涌电流方式仅用于价格低廉的微机电源或其他低成本电源。而在彩色电视机和显示器上，限制上电浪涌电流则采用串一限流电阻，电路如图4所示。最常见的应用是彩色电视机，这种方法的优点是简单，可靠性高，允许在宽环境温度范围内工作，其缺点是限流电阻上有损耗，降低了电源效率。事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的负作用，因此，在功率较大的开关电源中，采用上电后经一定延时后用一机械触点或电子触点将限流电阻短路，如图5所示。这种限制上电浪涌电流方式性能好，但电路复杂，占用体积较大。为使应用这种抑制上电浪涌电流方式，象仅仅串限流电阻一样方便，本文推出开关电源上电浪涌电流抑制模块。

　　

　　3 上电浪涌抑制模块

　　3.1 带有限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

　　将功率电子开关（可以是MOSFET或SCR）与控制电路封装在一个相对很小的模块（如400W以下为25mm×20mm×11mm）中，引出3～4个引脚，外接电路如图6（a）所示。整流器上电后最初一段时间，外接限流电阻抑制上电浪涌电流，上电浪涌电流结束后，模块导通将限流电阻短路，这样的上电过程的输入电流波形如图6（b）所示。很显然上电浪涌电流峰值被有效抑制，这种上电浪涌电流抑制模块需外接一限流电阻，用起来很不方便，如何将外接电阻省掉将是电源设计者所希望的。

　　

　　3.2 无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

　　有人提出一种无限流电阻的上电浪涌电流抑制电路如图7（a）所示，其上电电流波形如图7（b）所示，其思路是将电路设计成线形恒流电路。实际电路会由于两极放大的高增益而出现自激振荡现象，但不影响电路工作。从原理上讲，这种电路是可行的，但在使用时则有如下问题难以解决：如220V输入的400W开关电源的上电电流至少需要达到4A，如上电时刚好是电网电压峰值，则电路将承受4×220×=1248W的功率。不仅远超出IRF840的125W额定耗散功率，也远超出IRFP450及IRFP460的150W额定耗散功率，即使是APT的线性MOSFET也只有450W的额定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的结果是，MOSFET仅能承受有限次数的上电过程便可能被热击穿，而且从成本上看，IRF840的价格可以接受，而IRFP450及IRFP460则难以接受，APT的线性MOSFET更不可能接受。

　　

　　欲真正实现无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块，需解决功率器件在上电过程的功率损耗问题。作者推出的另一种上电浪涌电流抑制模块的基本思想是，使功率器件工作在开关状态，从而解决了功率器件上电过程中的高功率损耗问题，而且电路简单。电路如图8（a）和图8（b）所示，上电电流波形如图8（c）所示。

　　

　　3.3 测试结果

　　A模块在400W开关电源中应用时，外壳温升不大于40℃，允许间隔20ms的频繁重复上电，最大峰值电流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模块和C模块用于800W的额定温升不大于40℃，重复上电时间间隔不限，上电峰值电流为正常工作时峰值电流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模块的铝基板面贴在散热器上，模块温度不高于散热器5℃。

　　4 结语

　　开关电源上电浪涌电流抑制模块的问世，由于其外接电路简单，体积小给开关电源设计者带来了极大方便，特别是无限流电阻方案，国内外尚未见到相关报道。同时作者也将推出其它冲击负载（如交流电机及各种灯类等）的上电浪涌电流抑制模块。

　　二、开关电源并联均流实现

　　引言

　　大功率DC/DC开关电源并联中遇到的主要问题就是电流不均，特别在加重负载时，会引起较为严重的后果。普通的均流方法是采取独立的PWM控制器的各个模块，通过电流采样反馈到PWM控制器的引脚FB或者引脚COMP，即反馈运放的输入或者输出脚来凋节输出电压，从而达到均流的目的。显然，电流采样是一个关键问题：用电阻采样，损耗比较大，电流放大后畸变比较大;用电流传感器成本高;用电流互感器采样不是很方便，州时会使电流失真。本文提出了一种新型的、方便的、无损的电流采样方法，并在这种电流检测方法的基础上实现了并联系统的均流。

　　1 一种新的电流采样方法

　　如前所述，在均流系统中一些传统的电流采样力法都或多或少有些缺点。而本文提出的这种新的电流采样力法，既简单方便，又没有损耗。

　　下面以图l所示的Buck电路为例，说明这种新的电流检测方法的原理和应用。

　　

　　电流检测电路由一个简单的RC网络组成，没流过L的电流为iL，流过C的电流为ic，L两端的电压为vL，输出电压为vo上电压为vc，则有vL+iLR1+vo.=vc+icR （1）

　　对式（1）在一个开关周期求平均值得

　　

　　式中：VL是电感上的电压在一个开关周期的平均值，显然VL=O;

　　Vo为输出电压平均值;

　　IL电感电流平均值，等于负载电流ILoad;

　　Ic是电容在一个开关周期内充放电电流的平均值，显然Ic=0;

　　R1为电感的等效串联电阻（ESR）。

　　于是式（2）可化为

　　

　　所以，要检测负载电流及电感电流的大小，只要检测RC网络电容上的电压的大小就行了，这种方法可以很方便、简易、没有损耗地对电流进行采样。

　　2 基于新的电流采样方法的均流原理

　　以两路并联Buck电路为例，如图2所示。

　　

　　由式（3）知，

　　Vc1=IL1R1+V

　　Vc2=IL2R2+V

　　式中：Vc1、Vc2分别为C1和C2上电压的平均值;

　　IL1、IL2分别是L-和L2流过电流的平均值，亦即两路输出电流平均值;

　　R1及R2是滤波电感的等效串联电阻，当在工艺上设计并联电源每路输出电感基本上一样时，可以认为R1=R2。

　　因此，要控制两路电流均流，即要求IL1=IL2，于是，只要控制Vc1=Vc2就行了。所以，电容C1及C2上的电压Vc1和Vc2可以代表两路电流IL1及IL2大小，可用来进行均流控制。

　　这样，便可得到如图3所示的控制框图。

　　

　　3 常用均流方法的分析比较

　　开关电源并联系统常用的均流方法有以下几种。

　　输出阻抗法即Droop（下垂，倾斜）法调节开关变换器的外特性倾斜度（即调节输出阻抗），以达到并联模块接近均流的日的。这种方法是一种简单的大致均流的方法，精度比较低。

　　主从法适用于电流型控制的并联开关电源系统中。这种均流系统中有电压控制和电流控制，形成双闭环控制系统。这种方法要求每个模块问有通讯，所以使系统复杂化，并且当主模块失效时，整个电源系统便不能工作。

　　平均值均流每个并联模块的电流放大器输出端接一个相同的电阻到一条公共母线上，形成平均值母线。当某模块电压比母线电压高时，输出电压下降，反之亦然。

　　最大值均流法和平均值均流法相似，区别只是每路电流通过一个二极管连到一条公共母线上。这种方法其实质是一种“民主均流”方法，电流最大的那个模块自动成为主模块，其他模块为从模块，从而“自动主从控制”。

　　平均值均流和最大值均流法的均流母线断开或者开路都不会影响各个电源模块独立工作，并且是自动均流方法，均流精度比较高。

　　图4为常见均流方法的原理图。如果均流母线是并联模块电流的平均值，则是平均值均流法;如果是并联模块电流的最大值，则是最大值均流法;如果均流母线是并联模块中的主模块的电流，则就是主从均流法。但是，在这些均流方法中，每个模块都需要有一套独立的PWM控制环。